1.一种基于PC‑QPCI的LCL并网逆变器混合阻尼的实现方法，其特征在于，该方法内容包括以下步骤：

步骤1、构建一台三相并网逆变器主电路系统；其具体实施步骤为：三相并网逆变器主电路结构主要由三部分组成：六个功率开关器件、LCL滤波器和网侧电抗；其中六个功率开关器件组成三相半桥结构，LCL滤波器用于滤除功率开关器件输出的高次电压谐波，网侧电抗用于模拟长距离传输的线路阻抗；

步骤2、利用双二阶广义积分器的锁相环得到公共耦合点三相电压的相角，并生成参考电流；其具体实施步骤为：

由双二阶广义积分器的锁相环的具体结构，所得到的相角θPLL用于生成参考电流：(1)式中iref_α和iref_β分别为αβ轴的参考电流；Iref为参考电流的有效值；θPLL为锁相环输出的相角；

步骤3将并网电感电流、电容电流和公共耦合点电压进行坐标变换，并得到αβ坐标系下的主电路模型；其具体实施步骤为：

由于三相系统中3k次谐波含量很低，而其他次谐波的三相电压或电流的瞬时值之和为零，这里k为整数；因此三相系统中实际上只有两个独立的变量，因此可以结合电机中实际存在的空间位置进行坐标变换；采用等功率变换，有：(2)式中igα和igβ分别为αβ坐标系下αβ轴的网侧电感电流；iga，igb和igc分别为abc坐标系下网侧三相电感电流；

(3)式中iCα和iCβ分别为αβ坐标系下αβ轴的电容电流；iCa，iCb和iCc分别为abc坐标系下三相电容电流；

(4)式中Upcc_α和Upcc_β分别为αβ坐标系下αβ轴的公共耦合点电压；Upcc_a，Upcc_b和Upcc_c分别为abc坐标系下公共耦合点电压；

由上面坐标变换得到了新坐标系下的变量，从坐标变换可以看出变换过程只涉及数值上的加减，两轴之间变量并不会产生耦合，因此αβ坐标系下的主电路模型和abc坐标系下的主电路模型一致，以α轴为例，分别选取电感电流和电容电压为状态变量可以得到(5)式：(5)式中Upwm_α为逆变器α轴输出电压；VC_α为α轴电容电压；i1α为α轴逆变器侧电感电流；

igα为α轴的网侧电感电流；Upcc_α为α轴公共耦合点电压；

利用(5)式变量之间的关系可以得到αβ坐标系下主电路结构；

步骤4、将αβ坐标系下的参考电流和αβ坐标变换后的逆变器入网电流进行做差，该误差作为PC‑QPCI的输入量；因此有：(6)式中ieα和ieβ分别为αβ轴参考电流与网侧电流之差；iref_α和iref_β分别为αβ轴的参考电流；igα和igβ分别为αβ坐标系下αβ轴的网侧电感电流；

步骤5、为了提高系统响应速度从PCC点处引入电压前馈，将PC‑QPCI的输出电流加上通过电压前馈控制器的输出信号作为内环参考电流，再用内环参考电流减去αβ坐标变换后经过反馈函数的电容电流和电网电流，得到两个调制信号Upwm_α和Upwm_β；因此有：(7)式中iiref_α和iiref_β分别为αβ轴内环参考电流；ieα和ieβ分别为αβ轴参考电流与网侧电流之差；Gc(s)为电流外环基波PC‑QPCI；Gf(s)为公共耦合点电压前馈函数；

其中：

(8)式中KP为比例系数，Kr为积分系数，a和b为αβ坐标系下两轴之间的耦合系数；ω0为基波角频率；ωc为通频带宽系数，j为复数单位，s为拉普拉斯算子；

(9)式中Kpwm为逆变器的放大倍数，与载波信号的幅值有关，本发明选择为400；ω0为基波角频率；ωc为通频带宽系数，j为复数单位，s为拉普拉斯算子。

当考虑电网背景谐波时，需要增加与基波控制器并联的谐波PC‑QPCI来抑制入网谐波电流；当电网电压谐波为6k+1次谐波时为正序谐波，此时iα＝jiβ；当电网电压谐波为6k+1次谐波时为负序谐波，此时iα＝‑jiβ；因此可以利用两轴之间变量关系引入耦合；

(10)式中Kc为电容电流反馈系数，本发明选择为0.04；Had(s)为内环网侧电流反馈函数；

其中：

(11)式中Kad为常数；τ为函数Had(s)的时间常数；

步骤6、两个调制信号Upwm_α和Upwm_经过坐标变换得到三相调制信号，与三相载波控制信号比较控制三相半桥逆变器功率管的开通和关断；其最终输出作为逆变器功率开关管的控制信号；

在实际控制中需要把得到的两相调制信号Upwm_α和Upwm_经过反坐标变换得到三相调制信号：

三相调制信号与三相载波进行比较得到逆变器功率开关管的控制信号。