1.一种双向DC/DC功率变换器双端口稳定控制电路，包括依次并联相接的储能单元(1)、储能侧分压检测电路(2)、储能侧滤波和储能电路(3)、开关管功率电路(5)、直流母线侧滤波电路(6)、母线侧分压检测电路(7)和直流母线(8)，以及和开关管功率电路(5)串联的驱动电路(10)和控制器(11)，其特征在于，控制器(11)提供PWM控制信号，控制驱动电路(10)驱动开关管功率电路(5)中相应的MOS管开通和关断，再经过直流母线侧滤波电路(6)在直流母线侧电容C两端形成一定稳定精度的直流母线电压VBus；

所述控制器(11)对所述驱动电路(10)的控制包括：

1)储能侧电压低于给定工作电压下限阈值范围时，则执行储能单元(1)的欠压保护；

2)储能侧电压超过给定工作电压上限阈值范围时，则执行储能单元(1)的过压保护；

3)储能侧电压处于给定工作电压上限和下限阈值范围内时，则执行ACM控制算法，同时限制储能单元(1)最大持续充电和放电电流的作用。

2.根据权利要求1所述的双向DC/DC功率变换器双端口稳定控制电路，其特征在于：所述储能侧分压检测电路(2)并联于储能单元(1)的两端，测量储能侧电压VSC的实际值，再经过储能单元电压采样差分放大电路(13)进行放大，输入控制器(11)中，输入的储能单元电压采样差分放大信号与滞环限幅环节的储能单元(1)工作电压上下限阈值进行比较，判断是否执行储能单元(1)的过压和欠压功能；

所述储能侧分压检测电路(2)由电阻R1和电阻R2构成；所述储能单元电压采样差分放大电路(13)由电阻R5、电阻R6和运算放大器OPA1，将电阻R2上端的电压信号引出作为储能侧电压VSC的实际检测值，经过电阻R5连接到运算放大器OPA1的正端，运算放大器OPA1的负端串联电阻R6后与它的输出端相连，构成储能单元电压采样差分放大电路(13)，运算放大器OPA1输出至控制器(11)，执行设定的控制算法；

所述电感电流串电阻检测电路(4)串联于储能侧的接地端，测量电感电流iL的实际值，再经过电感电流采样差分放大电路(12)进行放大，输入控制器(11)中，输入的电感电流采样差分放大信号与电压外环输出信号的偏差，作为ACM控制的电流内环的输入偏差信号；

所述电感电流串电阻检测电路(4)由电阻R0构成，电阻R0的一端接储能单元(1)的负极，另一端接地；所述储能单元电压采样差分放大电路(12)由电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10和运算放大器OPA2，将电阻R0接储能单元负极一端的电压信号引出作为电感电流iL的实际检测值，经过电阻R9连接到运算放大器OPA2的负端，运算放大器OPA2的负端再串联电阻R10后与它的输出端相连；1.8V的偏置电压Vref_1.8V串联电阻R7和R8后再接地，电阻R7和R8的公共连接端再与运算放大器OPA2的正端连接，如此构成一个电感电流采样差分放大电路(12)，运算放大器OPA2输出至控制器(11)，执行设定的控制算法；

所述母线侧分压检测电路(7)并联于直流母线(8)的两端，测量母线侧电压VBus的实际值，再经过母线电压采样差分放大电路(9)进行放大，输入控制器(11)中，输入的母线电压采样差分放大信号与母线侧电压参考值Vref的偏差，作为ACM控制的电压外环输入偏差信号；

所述母线侧分压检测电路(7)由电阻R3和电阻R4构成，电阻R3和电阻R4串联后并联在直线母线(8)上；所述电压采样差分放大电路(9)包有电阻R11、电阻R11和运算放大器OPA3，将电阻R4上端的电压信号引出作为母线侧母线电压VBus的实际检测值，经过电阻R11连接到运算放大器OPA3的正端，运算放大器OPA3的负端串联电阻R12后与它的输出端相连，构成一个母线电压采样差分放大电路(9)，运算放大器OPA3再输出至控制器(11)，执行设定的控制算法，产生PWM控制信号；

所述开关管功率电路(5)包括续流二极管D1、续流二极管D2、MOS管Q1和MOS管Q2；所述储能侧的滤波和储能电路(3)包括储能电感L和储能侧滤波电容C1；所述直流母线侧滤波电路(6)包括母线侧滤波电容C。

3.根据权利要求2所述的双向DC/DC功率变换器双端口稳定控制电路，其特征在于，所述控制器(11)主要由ACM控制的滞环电流限幅环节、电压外环PID、电流内环PID、和互补PWM输出控制构成；

所述滞环电流限幅环节加入在电流内环PID的输入端，所述互补PWM信号经过驱动电路(10)，送至开关管功率电路(5)中MOS管Q1、Q2的栅极，控制这两个MOS管Q1、Q2执行相应的开通和关断动作。

4.根据权利要求3所述的双向DC/DC功率变换器双端口稳定控制电路，其特征在于，所述控制器(11)的滞环限幅环节控制算法如下：

1)当储能侧的储能单元(1)放电至电压区间[VSCmin,VSCmin+Δv]时，滞环限幅环节执行欠压保护功能，此时储能单元(1)的放电电流参考值iSCref(即放电电感电流参考值iLref)线性减小，储能单元(1)的放电饱和限流函数输出的电流参考值iSCref，也即最大正向放电电流ISCmax可表示为其中,ISCRate为储能单元(1)的最大持续工作电流，vSCMea为储能单元(1)端电压测量值，VSCmin为储能单元(1)的最小工作电压，Δv为储能单元(1)开始逐渐退出当前工作状态的电压阈值；

储能侧的储能单元(1)继续放电至小于储能单元(1)的最小工作电压VSCmin时，储能单元(1)退出放电工作状态，此时只允许充电，且负向充电电流不超过负向最大持续工作电流-ISCRate；

2)当储能侧的储能单元(1)充电至电压区间时[VSCmax-Δv,VSCmax]，滞环限幅环节执行过压保护功能，此时储能单元(1)的充电电流参考值iSCref(即充电电感电流参考值iLref)线性减小，储能单元(1)的充电饱和限流函数输出的电流参考值iSCref，也即最小负向充电电流ISCmin可表示为其中，VSCmax为储能单元(1)的最大工作电压；

储能侧的储能单元(1)继续充电至大于储能单元(1)的最大工作电压VSCmax时，储能单元(1)退出充电工作状态，此时只允许放电,且正向放电电流不超过正向最大持续工作电流+ISCRate；

3)当储能侧的储能单元(1)电压处于区间[VSCmin+Δv,VSCmax-Δv]内时，滞环限幅环节执行限制储能单元(1)的充电和放电电流不超过最大持续工作电流的功能，储能单元(1)允许的负向充电电流不超过负向最大持续工作电流-ISCRate，且允许的正向放电电流不超过正向最大持续工作电流+ISCRate，并执行设定的ACM控制算法来稳定母线侧母线电压VBus。

5.根据权利要求3所述的双向DC/DC功率变换器双端口稳定控制电路，其特征在于，所述互补PWM输出控制功率变换器的充放电状态进行平滑切换的原理如下：基于互补PWM输出控制，利用状态空间平均法，建立超级电容接口双向DC/DC功率变换器的数学模型；

设定开关管Q2的导通占空比为d，开关管Q2的关断占空比为d′，电感的直流电阻和超级电容等效串联电阻构成等效串联电阻Res；

对MOS管Q2导通占空比为d和关断占空比d′采用状态空间平均法平均化得到基本状态空间平均方程，由基本状态空间方程(1-6)可以得到稳态方程，

其中，L为储能侧储能电感，C为母线侧滤波电容，RL为母线侧负载电阻，iL为电感电流值，vSC和vBus分别为超级电容端电压和直流母线电压，t为时间；D′为开关管Q2的关断占空比的稳态值，VSC和VBus分别为超级电容端电压和直流母线电压的稳态值；

定义平均电感电流IL的正方向和超级电容放电Boost模式的电流流向一致，则由式(1-

8)可知，

当D′＞VSC/VBus，即占空比d＝D＜(1-VSC/VBus)时，IL＜0，此时超级电容接口变换器工作于充电Buck模式；

当D′＜VSC/VBus，即占空比d＝D＞(1-VSC/VBus)时，IL＞0，此时超级电容接口变换器工作于放电Boost模式；

当D′＝VSC/VBus，即占空比d＝D0＝(1-VSC/VBus)时，IL＝0，此时超级电容接口变换器工作于零功率交换状态，将D0称为零电流占空比；

充电Buck模式和放电Boost模式可以统一由式(1-6)的稳态方程来描述，式(1-8)的稳态方程是基于互补PWM输出控制推导得到的，说明基于互补PWM输出控制可以实现充放电电感电流平滑切换，即充放电状态的平滑切换。

6.根据权利要求3所述的双向DC/DC功率变换器双端口稳定控制电路，其特征在于，所述控制器(11)的电流内环补偿设计如下：未补偿前的电流环路增益Tiu(s)为：

其中，电感电流采样网络Rf由精密采样电阻和差分运放构成，1/VM表示DPWM环节的传递函数,占空比对电感电流的传递函数Gid(s)由式(1-14)可得；

设计得到的电流内环PI补偿器的传递函数Gci(s)为：

补偿后的电流环路增益Ti(s)为：

Ti(s)＝Tiu(s)Gci(s)         (1-21)

其中，Gcm为Gci(s)的直流增益，ωz和ωp分别为Gci(s)的倒置的零点和高频极点。

7.根据权利要求6所述的双向DC/DC功率变换器双端口稳定控制电路，其特征在于，所述控制器(11)的电压外环补偿设计如下：对于补偿好的电流内环环路，由梅森增益公式可得，参考电压对电感电流的开环传递函数Gic(s)如式(1-22)所示：其中， 为电感电流的扰动量，为参考电压的扰动量；

对于参考电压扰动中频率远低于电流内环控制环路穿越频率的扰动，由于补偿后的电流环路增益Ti远大于1，故Ti/(1+Ti)近似等于1，并且，对于可以紧密跟随参考电压进行调节的电流内环控制环路， 可以跟随 的变化而变化，因此可得式(1-23)：其中，表示由参考电压扰动 除以电感电流采样网络Rf折算得到的等效参考电流；

同时，由式(1-23)可得，参考电压对占空比的传递函数可表示为，

因此，对于外环参考电压中频率远低于电流内环控制环路穿越频率的扰动，结合式(1-

23)和式(1-24)，参考电压对母线电压的传递函数Gvc(s)可表示为

由式(1-22)进一步变换，得到如下形式

由此得到未补偿前电压外环控制环路的开环增益Tvu(s)可表示为

Tvu(s)＝HGvc(s)          (1-27)

其中，母线侧母线电压采样网络H由精密采样电阻和差分运放构成；

设计得到的电压外环PI补偿器的传递函数Gcv(s)为：

补偿后的电压环路增益Tv(s)为：

Tv(s)＝Tvu(s)Gcv(s)          (1-29)

其中，Gvm为Gcv(s)的直流增益，ωz为Gcv(s)的倒置零点。

8.根据权利要求7所述的双向DC/DC功率变换器双端口稳定控制电路，其特征在于，所述ACM控制实现双向功率流动控制的原理为：设定母线侧直流母线电压实际输出采样值为VBus，直流母线电压参考电压Vref；

采样值VBus先与参考电压Vref进行比较，产生的偏差再经过电压补偿器Gcv(s)补偿后，产生平均参考电流IL_ref；

当储能单元(1)向直流母线侧释放功率时，此时的直流母线电压采样值VBus低于参考电压Vref，使得平均参考电流IL_ref为正值，超级电容接口双向DC/DC功率变换器工作在放电Boost模式；同理，当储能单元(1)从母线侧中吸收功率时，此时的直流母线电压采样值VBus高于参考电压Vref，使得平均参考电流IL_ref为负值，超级电容接口双向DC/DC功率变换器工作在充电Buck模式；

ACM控制下的双向DC/DC功率变换器的充电和放电电感电流跟随控制器的平均参考电流IL_ref的正负值变化，表明ACM控制能够实现对充电和放电电感电流的控制，即双向功率流动控制。

9.根据权利要求8所述的双向DC/DC功率变换器双端口稳定控制电路，其特征在于，所述ACM控制的实现方法，包括模拟控制电路或数字控制电路。

10.一种双向DC/DC功率变换器双端口稳定的控制方法，其特征在于，所述控制方法由权利要求1至9任一项的控制电路实现，当双向DC/DC功率变换器工作于充电Buck模式或放电Boost模式时，由母线侧输入在额定范围内变化的直流电压，即输入电压VBus，功率变换器通过储能电感L和滤波电容C1构成的滤波和储能电路向储能侧传递能量；

分压检测电路测量出输入电压VBus和输出电压VSC的实际值，并通过串入电阻R0检测电感电流值；得到的输入电压VBus、输出电压VSC的实际测量值经过差分放大，以及电感电流加偏置电压后进行差分放大；三种差分放大信号输入控制器11，执行设定的充电Buck模式或放电Boost模式下的具有滞环动态限幅的ACM控制，产生的互补PWM控制信号经过驱动电路(10)送至开关管功率电路(5)中的MOS管Q1、Q2的栅极，控制这两个MOS管Q1、Q2执行相应的开通和关断动作，进而控制母线侧滤波电路得到高精度、稳定的输入电压VBus。